แผนผังบล็อกตัวแปลง Flyback และความคิดทั่วไป

หากต้องการแรงดันไฟฟ้าขาออกแบบแยกเดี่ยวหรือแบบควบคุมแรงดันไฟฟ้า ตัวแปลงฟลายแบ็กที่มีกำลังไฟฟ้าสูงสุดประมาณ 150 วัตต์มักจะเป็นตัวเลือกที่ดีที่สุด สาเหตุหลักมาจากการใช้ส่วนประกอบค่อนข้างน้อย จึงทำให้ต้นทุนและพื้นที่ใช้งานต่ำ

ที่ระดับพลังงานที่สูงขึ้น โทโพโลยีอื่นๆ เช่น ตัวแปลงสัญญาณแบบฟอร์เวิร์ด ก็มีข้อได้เปรียบ เพราะสามารถใช้ปริมาตรแกนของหม้อแปลงได้ดีกว่า ตัวแปลงสัญญาณแบบฟลายแบ็กมีเส้นโค้งกระแสไม่ต่อเนื่องเป็นรูปสี่เหลี่ยมคางหมูที่อินพุตและเอาต์พุตผ่าน ตัวเก็บประจุ แต่ละ ตัว

ในทางปฏิบัติ ตัวกรอง EMC สองตัว (ดูรูปที่ 1) จึงมักจำเป็น เนื่องจากตัวแปลงนี้มีโครงสร้างแบบแยกส่วน จึงคาดการณ์ได้ว่ากระแสโหมดร่วมจะสูงกว่าความถี่สวิตชิ่งมากขึ้นเรื่อยๆ ซึ่งส่วนใหญ่เกิดจากความจุคัปปลิ้งแบบปรสิตของหม้อแปลงระหว่างด้านปฐมภูมิและทุติยภูมิ เนื่องจาก ΔV/Δt ของโหนดสวิตชิ่งปฐมภูมิ (โหนดร้อน) มีค่าสูง กระแสไดอิเล็กทริกจึงซ้อนทับบนด้านทุติยภูมิผ่านความจุคัปปลิ้งนี้ ซึ่งไหลผ่านกราวด์ (GND) ไปยังด้านปฐมภูมิ และระหว่างการวัดแรงดันไฟฟ้ารบกวนของ EMC ผ่าน LISN

กระแสโหมดร่วมจะเกิดขึ้นเมื่อใช้ MOSFET ภายนอก และติดตั้งไว้บนฮีตซิงก์หรือพื้นผิวโลหะอื่นๆ ในกรณีนี้ ความจุปรสิตจะเกิดขึ้นระหว่าง MOSFET และฮีตซิงก์ ซึ่งกระแสไดอิเล็กทริกจะไหลผ่าน การใช้งานฟลายแบ็กจำนวนมาก

ดังนั้นจึงควรใช้โช้กชดเชยกระแสในตัวกรองอินพุต รวมถึง ตัวเก็บประจุนิรภัย Y2 ต่อลงกราวด์ ตัวแบ่งกระแสแบบคาปาซิทีฟยังสามารถสร้างขึ้นจากด้านปฐมภูมิไปยังด้านทุติยภูมิได้โดยใช้ตัวเก็บประจุที่เหมาะสม ซึ่งจะนำกระแสโหมดร่วมบางส่วนกลับไปยังแหล่งกำเนิดโดยใช้เส้นทางที่สั้นที่สุด หากการใช้งานต้องการฉนวนเสริมระหว่างอินพุตและเอาต์พุต จำเป็นต้องใช้ตัวเก็บประจุ Y1 เสมอเพื่อความปลอดภัย ตัวกรอง LC ดาวน์ สตรีม มักจำเป็นต้องใช้เพื่อลดริปเปิลแรงดันไฟฟ้าที่เอาต์พุต ตัวกรองนี้ยังช่วยลดสัญญาณรบกวนได้มากถึงประมาณ 30 MHz

ตัวอย่างการออกแบบและการคำนวณตัวแปลง Flyback

หม้อแปลง สำหรับเครื่องแปลงฟลายแบ็ก :

แรงดันไฟฟ้าขาเข้า: V _in = 24 V

แรงดันไฟขาออก: V _out = 5 V

กระแสไฟขาออก: I _out = 5 A สูงสุด

ความถี่การสลับ: f _sw = 300 kHz

ความถี่ลูป/ครอสโอเวอร์ควบคุมแบนด์วิดท์สูงสุด: f _c = 10 kHz

ไดโอดเรียงกระแสแรงดันเดินหน้า: V _D = 0 V (ตัวอย่างนี้เป็นแบบฟลายแบ็กพร้อมเรียงกระแสแบบซิงโครนัส)

ปัจจัยกระแสริปเปิล:

เอกสารข้อมูลสำหรับหม้อแปลงฟลายแบ็กมักจะมีคำแนะนำการใช้งานเฉพาะ ซึ่งหมายความว่าหม้อแปลงได้รับการพัฒนาขึ้นสำหรับการใช้งานเฉพาะด้าน ซึ่งไม่ได้หมายความว่าจะไม่เหมาะกับเงื่อนไขขอบเขตอื่นๆ เสมอไป แต่จะเป็นประโยชน์หากคำแนะนำการใช้งานนั้นใกล้เคียงกับการใช้งานเป้าหมายอยู่แล้ว

ซึ่งแตกต่างจากโทโพโลยีที่กล่าวถึงไปแล้ว ในการออกแบบฟลายแบ็กนั้น ค่าตัวประกอบริปเปิลจะสูงเกิน 200% เป็นเรื่องปกติ ในกรณีของตัวแปลงฟลายแบ็กที่ทำงานในโหมดไม่ต่อเนื่อง (DCM) โดยเฉพาะอย่างยิ่งในการใช้งาน AC/DC กระแสพีคสูงที่เกี่ยวข้องจะได้รับการยอมรับเพื่อใช้ประโยชน์จากการลดการสูญเสียจากการเปิดเครื่อง (เนื่องจากการเปิดเครื่องโดยไม่มีกระแส) และการออกแบบหม้อแปลงที่เรียบง่ายขึ้น

วิธีที่เร็วและง่ายที่สุดในการไปถึงจุดนั้นสำหรับการออกแบบ DCM, Quasi-Resonant หรือ Boundary Mode คือการใช้เครื่องมือเลือกหม้อแปลงแบบ flyback REDEXPERT

ความสัมพันธ์ทางคณิตศาสตร์อื่นๆ จะใช้กับการทำงานแบบไม่ต่อเนื่องแบบฟลายแบ็ก ซึ่งจะไม่กล่าวถึงในที่นี้

เพื่อให้มีตัวเลือก ความเหนี่ยวนำ ของหม้อแปลงที่หลากหลายมากขึ้น จึงเลือกช่วงปกติที่ 0.3…0.6 สำหรับปัจจัยริปเปิล แทนที่จะระบุปัจจัยริปเปิลที่แน่นอน

ไม่เหมือนกับกรณีของโทโพโลยีที่ไม่มีฉนวน ก่อนที่จะกำหนดค่าเหนี่ยวนำ จะต้องกำหนดอัตราส่วนรอบ n

อัตราส่วนรอบการทำงานสัมพันธ์โดยตรงกับรอบการทำงาน D เพื่อหลีกเลี่ยงกระแสพีคสูงในระหว่างการล้างอำนาจแม่เหล็กของการแปลงสภาพ (เฟสบล็อก) ควรรักษารอบการทำงานให้ต่ำกว่า 60% นอกจากนี้ รอบการทำงานอาจถูกจำกัดโดยไอซีตัวควบคุมที่ใช้ ซึ่งโดยทั่วไปแล้วรอบการทำงานจะอยู่ที่ 50-80%

อัตราส่วนรอบ n:

ในแอปพลิเคชั่น AC/DC จำนวนมาก แรงดันไฟฟ้าระหว่างเดรน-ซอร์สสูงสุดของ MOSFET ด้านปฐมภูมิยังสามารถเป็นปัจจัยจำกัดอัตราส่วนรอบได้ เนื่องจากอัตราส่วนรอบจะเพิ่มแรงดันไฟฟ้าเอาต์พุตที่แปลงแล้วไปที่ด้านปฐมภูมิในระหว่างเฟสการบล็อก

พอร์ตโฟลิโอ WE ประกอบด้วยบทความ WE-PoEH (749119550) ซึ่งมีอัตราส่วนรอบ 5.33 (หลัก/รอง) ซึ่งค่อนข้างใกล้เคียงกับค่าสูงสุดที่คาดการณ์ไว้ที่ 6 ตามคำแนะนำการใช้งาน กระแสไฟฟ้าขาออกที่ 2…3 A ที่ 5 V ก็สามารถทำได้เช่นกัน หากเชื่อมต่อขดลวดรองสองเส้น (N2, N3) แบบขนาน กระแสไฟฟ้าขาออกสูงสุดที่ 6 A ถึงแม้ว่าคำแนะนำการใช้งานจะเบี่ยงเบนไปเล็กน้อยเกี่ยวกับแรงดันไฟฟ้าขาเข้า (คำแนะนำ: 33…57 V) แต่สิ่งนี้ไม่ถือว่าสำคัญเนื่องจากความต้านทานขดลวดปฐมภูมิต่ำ (70 mΩ) และขอบเขตกระแสอิ่มตัวที่เพียงพอ (ดู Isat)

รอบการทำงาน D:

ค่าเหนี่ยวนำหลักที่เหมาะสมที่สุด l _opt :

เมื่อพิจารณาค่าเหนี่ยวนำของหม้อแปลงที่ 48 µH (WE-PoEH 749119550) ส่งผลให้เกิด กระแสริปเปิล ที่:

ปัจจัยกระแสริปเปิล r: หม้อแปลงที่เลือกยังกำหนดปัจจัยกระแสริปเปิลด้วย

แม้ว่าค่านี้จะสูงกว่าจุดเริ่มต้นทั่วไปที่ r = 0.35 เนื่องจากมีค่าเหนี่ยวนำต่ำกว่าที่ 0.44 (44%) แต่ค่าดังกล่าวก็ยังอยู่ในช่วงเป้าหมายที่ 0.3…0.6 อยู่ดี

กระแสอิ่มตัว I _นั่ง :

ต้องเพิ่มกระแสริปเปิล AC ครึ่งหนึ่งลงในกระแสเฉลี่ยในช่วงเฟสเปิดเพื่อให้ได้กระแสพีคสูงสุดในขดลวดปฐมภูมิ เนื่องจากหลักการทำงานของตัวแปลงฟลายแบ็ก กระแสจะไหลในขดลวดปฐมภูมิเฉพาะในเฟสเปิดเท่านั้น

กระแส อิ่มตัว ของหม้อแปลง WE-PoEH (749119550) ถูกกำหนดไว้ที่ 3.6 A มีระยะขอบเพียงพอและ การสูญเสียแกน ควรอยู่ในระดับปานกลาง ตัวเก็บประจุอินพุตสำหรับตัวแปลงฟลายแบ็ก

กระแส RMS ผ่านตัวเก็บประจุอินพุต:

เมื่อใช้เครื่องมือ REDEXPERT ตัวเก็บประจุ WCAP-PTHT (870135675003) ซึ่งเป็น ตัวเก็บประจุอะลูมิเนียม โพลิเมอร์ 100 µF/35 V ได้รับเลือกให้เป็นตัวเก็บประจุอินพุต ตัวเก็บประจุนี้มีอิมพีแดนซ์ต่ำที่ความถี่สวิตชิ่ง 300 kHz ขณะเดียวกันก็ตรงตามข้อกำหนด ด้านกระแส และแรงดันริปเปิล

ตัวเก็บประจุเอาต์พุตสำหรับตัวแปลงฟลายแบ็ก

ตัวเก็บประจุเอาต์พุตถูกกำหนดโดยพิจารณาจากริปเปิลแรงดันไฟฟ้าสูงสุดที่อนุญาต และจากการเปลี่ยนแปลงแรงดันไฟฟ้าสูงสุดที่อนุญาต (V _droop ) ซึ่งเป็นผลมาจากโหลดสเต็ป ในตัวอย่างของเรา เราต้องการให้เกิดริปเปิลแรงดันไฟฟ้า 1% (50 mV) ที่แรงดันเอาต์พุต 5 V การเปลี่ยนแปลงแรงดันไฟฟ้าต้องไม่เกิน 3% (150 mV) สำหรับโหลดสเต็ปจาก 2.5 A ถึง 5 A (I _step = 2.5 A) จากสมมติฐานเหล่านี้ เราสามารถคำนวณความจุขั้นต่ำที่จำเป็น ซึ่งเป็นไปตามข้อกำหนดทั้งสองข้อ

สำหรับริปเปิลตกค้างของแรงดันเอาต์พุต นอกจาก ส่วนที่ขึ้นอยู่กับ ความจุ แล้ว ยังพิจารณา อิทธิพลของ ESR ด้วย (ไม่นับ ESL ) เพื่อความง่าย จึงสมมติว่ามีการแยกส่วนเท่าๆ กันสำหรับส่วนประกอบทั้งสอง ส่งผลให้แต่ละส่วนมีค่า 25 มิลลิโวลต์สำหรับการคำนวณความจุและ ESR สำหรับฟลายแบ็ก ระดับของการเพิ่มนี้ขึ้นอยู่กับวัฏจักรหน้าที่และขนาดของกระแสริปเปิล

นอกจากนี้ ยังต้องตรวจสอบทางคณิตศาสตร์ว่ากระแสไฟฟ้าสลับที่ไหลผ่านตัวเก็บประจุเอาต์พุตยังคงต่ำกว่ากระแสไฟฟ้าริปเปิลสูงสุดตามแผ่นข้อมูลหรือไม่

ริปเปิลแรงดันเอาท์พุต:

ความจุเอาต์พุตขั้นต่ำที่ต้องการ:

กระแสไฟฟ้าเฉลี่ยผ่าน C _ออก :

แรงดันไฟฟ้าขาออกที่กระเพื่อมเนื่องจาก ESR ของตัวเก็บประจุขาออก:

ค่า ESR สูงสุดที่อนุญาตของตัวเก็บประจุเอาต์พุต:

แรงดันเอาต์พุตลดลงในระหว่างขั้นตอนโหลด:

ความจุเอาต์พุตขั้นต่ำที่จำเป็นเพื่อรองรับแรงดันไฟสูงสุดที่อนุญาตในระหว่างขั้นตอนการโหลด:

กระแส RMS ผ่านตัวเก็บประจุเอาต์พุต:

ความจุ 265 µF ไม่เกี่ยวข้องในกรณีนี้ เนื่องจากความจุขั้นต่ำที่จำเป็นที่ 353 µF เป็นผลมาจากข้อกำหนดริปเปิล จากผลการทดสอบ เราจึงต้องการตัวเก็บประจุที่มีอย่างน้อย 353 µF และค่า ESR ต่ำกว่า 2 mΩ ที่ความถี่ 300 kHz

จะต้องพิจารณาตัวเก็บประจุเอาต์พุตมากกว่าหนึ่งตัวเนื่องจากกระแส RMS สูงถึง 5.39 A

ในการออกแบบนี้ ได้ใช้ตัวเก็บประจุอะลูมิเนียมโพลิเมอร์ WCAP-PHGP จำนวน 4 ตัว แบบขนาน หมายเลขชิ้นส่วน 875015119003 ตัวเก็บประจุโพลิเมอร์ SMT ทั้ง 4 ตัว (แต่ละตัวมีความจุ 100 µF/6.3 V) มีความจุรวม 400 µF และค่า ESR เชิงทฤษฎีอยู่ที่ 1.7 mΩ ที่ความถี่ 300 kHz

เมื่อพิจารณาปัจจัยการลด a = 0.8 สำหรับการกระจายกระแสที่ไม่สม่ำเสมอ (ค่าเบี่ยงเบนของอิมพีแดนซ์) และ b = 0.8 ที่ 300 kHz สำหรับการพึ่งพาความถี่ของกระแสริปเปิล ตาม REDEXPERT มีกระแสริปเปิลที่อนุญาตได้ประมาณ 13 A สำหรับตัวเก็บประจุทั้งสี่ตัว (m = 4)

ดังนั้น จึงมีระยะขอบเพียงพอสำหรับกระแสที่คำนวณได้ผ่านตัวเก็บประจุเอาต์พุต 5.39 A

มีการวัด รูปคลื่นแรงดันเอาท์พุต v _C,out (t) ต่อไปนี้ในแอปพลิเคชัน:

รูปคลื่นแรงดันไฟฟ้านี้ถูกบันทึกด้วยออสซิลโลสโคป โดยมีข้อจำกัดแบนด์วิดท์ที่ 20 เมกะเฮิรตซ์ และมีจุดสัมผัสกราวด์ที่สั้นมากผ่านสปริงโพรบที่ตัวเก็บประจุเอาต์พุตตัวสุดท้ายโดยตรง นี่เป็นขั้นตอนทั่วไปในการวัดริปเปิลเพื่อรักษาผลกระทบจากปรสิตให้อยู่ในระดับต่ำ ซึ่งเกิดขึ้นเป็นการสั่นสะเทือนความถี่สูงซ้อนทับกันในการวัดริปเปิล

หากไม่คำนึงถึงแรงดันไฟฟ้ากระชากของ ESL ริปเปิลที่วัดได้ประมาณ 60 mV ก็ยังคงสูงกว่าค่ามาตรฐานที่ออกแบบไว้ที่ 50 mV สาเหตุหลักมาจากการจัดวางและการบัดกรีของตัวเก็บประจุทำให้เกิดค่าอิมพีแดนซ์ปรสิตเพิ่มขึ้น ซึ่งทำให้ค่าอิมพีแดนซ์รวมสูงกว่าที่คาดไว้

ตัวกรองเอาต์พุต LC เพิ่มเติมสามารถช่วยได้ โดยที่ริปเปิล 60 mV ไม่น่าจะสำคัญสำหรับวงจรอิเล็กทรอนิกส์ส่วนใหญ่

ด้วยขั้นตอนโหลด 2.5 A การเปลี่ยนแปลงแรงดันไฟฟ้าประมาณ 75 mV (ไม่รวมริปเปิลในผลการวิเคราะห์) จะต่ำกว่าที่คาดไว้ในเชิงทฤษฎีด้วยซ้ำ

สาเหตุหลักมาจากการลดความซับซ้อนของวงปิดซึ่งเป็นพื้นฐานของสมการนี้ อิทธิพลของระยะขอบเฟสต่อการเปลี่ยนแปลงขั้นโหลดถูกละเลยโดยสิ้นเชิง (สมมติฐาน: φm = 60°)

ณ จุดนี้ ควรเน้นย้ำถึงข้อได้เปรียบของตัวเก็บประจุโพลิเมอร์ SMT ซึ่งยังคงรักษาความจุไว้ได้แม้ภายใต้ภาระแรงดันไฟฟ้า เมื่อเทียบกับตัวเก็บประจุ MLCC นับเป็นข้อได้เปรียบที่สำคัญ โดยเฉพาะอย่างยิ่งสำหรับการบัฟเฟอร์โหลดแบบขั้นบันได

ตัวกรองอินพุตสำหรับตัวแปลง Flyback

ตามที่กล่าวไว้ในบทความนี้ คาดว่าตัวแปลงฟลายแบ็กจะทำให้เกิดสัญญาณรบกวนโหมดทั่วไปมากขึ้นเหนือความถี่การสลับ

โดยทั่วไป ควรใช้ REDEXPERT เพื่อเลือกโช้กที่ชดเชยกระแสไฟฟ้าซึ่งมีค่าอิมพีแดนซ์โหมดทั่วไปสูงสุดเท่าที่เป็นไปได้ที่ความถี่การรบกวนโหมดทั่วไปที่โดดเด่น (เช่น ความถี่การสลับ) และฮาร์โมนิกของความถี่นั้น

หากสามารถใช้ตัวเก็บประจุแบบ Y ในการใช้งานจริงได้ ก็จะสามารถเพิ่มประสิทธิภาพของตัวกรองโหมดทั่วไปได้อย่างมาก ในทางปฏิบัติ ขนาดของตัวเก็บประจุแบบ Y ถูกจำกัดด้วยกระแสไฟฟ้ารั่วที่ยอมรับได้ลงกราวด์ (กระแสตกค้าง) ค่าทั่วไปอยู่ที่ 4.7 nF แม้ว่าข้อจำกัดเนื่องจากกระแสไฟฟ้ารั่วโดยทั่วไปจะไม่ครอบคลุมการใช้งาน DC แต่ตัวเก็บประจุนิรภัย Y2 ที่ได้รับการรับรอง เช่น ซีรีส์ WCAP-CSSA ยังคงมีประโยชน์ ตัวเก็บประจุเหล่านี้สามารถทนต่อแรงดันพัลส์ที่เกิดขึ้น เช่น ระหว่างการทดสอบไฟกระชากที่สายดิน (+/L หรือ –/N ถึง PE)

หากใช้ตัวเก็บประจุแบบ Y ก็สามารถประยุกต์ใช้การสั่นของทอมสันกับตัวกรองอินพุตโหมดร่วมได้เช่นกัน นอกจากนี้ ตัวเก็บประจุแบบ Y จะต้องอยู่ด้านหลังโช้กโหมดร่วมในทิศทางไปยังแหล่งรบกวนโหมดร่วม (ในทิศทางของตัวแปลง DC/DC) ทั้งนี้เนื่องจากสภาวะอิมพีแดนซ์มีการกระจายต่างกันในโหมดร่วมและโหมดดิฟเฟอเรนเชียล อิมพีแดนซ์ของแหล่งรบกวนจะสอดคล้องกับความจุปรสิตจากโหนดสวิตชิ่งไปยังกราวด์

ตัวอย่างเช่น ความจุแบบมีคู่ควบปรสิต 10 pF ที่ความถี่สัญญาณรบกวน 10 MHz ให้ค่าประมาณ 1.6 kΩ ซึ่งตรงกันข้ามกับค่าอิมพีแดนซ์โหมดร่วมของเครือข่ายรักษาเสถียรภาพอิมพีแดนซ์สาย ซึ่งเป็นผลมาจากการเชื่อมต่อแบบขนานของช่องวัดสองช่องที่มีอิมพีแดนซ์ 50 Ω โดยมีค่ารวม 25 Ω สมมติว่าใช้ตัวเก็บประจุ Y ขนาด 4.7 nF สองตัว (+/L-กราวด์, –/N-กราวด์) (4.7 nF/250 VAC, WCAP-CSSA 8853522140011) ค่าเหนี่ยวนำโหมดร่วมที่จำเป็นสำหรับการลดทอนสัญญาณ 40 dB สามารถคำนวณได้ดังนี้

สำหรับการใช้งาน เลือกใช้โช้กโหมดร่วมที่มีค่าเหนี่ยวนำต่ำกว่าเล็กน้อยโดยใช้ REDEXPERT พร้อมบทความ WE-CMB S-Type 744822222 (L = 2.2 mH, IR = 2 A) วิธีนี้ช่วยลดการสูญเสียของขดลวดเมื่อเทียบกับโช้ก 3.3 mH ในการออกแบบเดียวกัน นอกจากค่าเหนี่ยวนำที่กำหนดแล้ว ควรพิจารณาเส้นโค้งอิมพีแดนซ์โหมดร่วมของโช้กด้วย ความถี่เรโซแนนซ์ของตัวเองของโช้กโหมดร่วม ซึ่งเป็นผลมาจากค่าเหนี่ยวนำและ

ความจุของขดลวดปรสิต – แสดงถึงความถี่ตัดขาดอีกประการหนึ่งสำหรับตัวกรองโหมดร่วม ซึ่งจำกัดการลดทอนสูงสุดโดยตรง ในเส้นโค้งอิมพีแดนซ์โหมดร่วม ความถี่เรโซแนนซ์ของตนเองจะสอดคล้องกับความถี่ที่บรรลุค่าอิมพีแดนซ์สูงสุด

จากรูปที่ 5 ของ REDEXPERT ความถี่เรโซแนนซ์ของโช้กที่เลือกมีค่าประมาณ fres _,cmc = 900 kHz ขณะนี้ค่าการลดทอนโหมดร่วมสูงสุดของตัวกรอง A _cm,max สามารถคำนวณเป็นเดซิเบลได้ (สมมติฐาน: ตัวกรองลำดับที่ 2 ในอุดมคติ):

การลดทอนโหมดทั่วไปที่ความถี่การสลับในทางทฤษฎีมีดังนี้:

สำหรับความถี่ที่สูงขึ้น (>5 MHz) การลดทอนสัญญาณโหมดร่วมสูงสุดตามทฤษฎีจะไม่เกิดขึ้นอีกต่อไป เหตุผลเบื้องหลังคือสภาวะอิมพีแดนซ์ที่เปลี่ยนแปลงไปตามความถี่ที่เพิ่มขึ้น การแปลงสัญญาณดิฟเฟอเรนเชียลโหมด/โหมดร่วมที่เพิ่มขึ้น รวมถึงผลกระทบจากขอบเขตสนามไฟฟ้าที่เพิ่มขึ้น

ค่าการรบกวนแบบดิฟเฟอเรนเชียลในแอปพลิเคชันนี้ยังสูงกว่าค่าขีดจำกัดอีกด้วย สามารถออกแบบตัวกรอง LC เพิ่มเติมที่จำเป็นได้ อีกทางเลือกหนึ่งคือการใช้อุปกรณ์ตัวกรองที่มีอยู่แล้วอย่างชาญฉลาด นั่นคือ โช้กโหมดร่วม โช้กโหมดร่วมมี ค่าเหนี่ยวนำรั่วไหล ที่ทำงานในโหมดดิฟเฟอเรนเชียล สำหรับซีรีส์ WE-FCLP และ WE-LPCC ค่าเหนี่ยวนำรั่วไหลจะระบุไว้อย่างชัดเจนในเอกสารข้อมูล

นอกจากนี้ ยังสามารถใช้เส้นโค้งอิมพีแดนซ์โหมดต่างกันใน REDEXPERT เพื่อกำหนดขนาดโดยประมาณของความเหนี่ยวนำการรั่วไหล L _s,cmc ได้ อีก ด้วย

เมื่อใช้ฟังก์ชันเคอร์เซอร์ สามารถกำหนดค่าอิมพีแดนซ์ที่ 633 Ω ในช่วงเหนี่ยวนำของเส้นโค้งอิมพีแดนซ์โหมดดิฟเฟอเรนเชียลที่ความถี่ 10 MHz ส่งผลให้ค่าเหนี่ยวนำรั่วไหลอยู่ที่ประมาณ 10 µH:

เมื่อกำหนดค่าเหนี่ยวนำของตัวกรอง (เหนี่ยวนำการรั่วไหล) จะสามารถคำนวณความจุของตัวกรองที่ต้องการสำหรับการลดทอน 40 dB ได้ดังนี้:

เลือกใช้ ตัวเก็บประจุเซรามิก  MLCC (WCAP-CSGP 885012209048) ขนาด 4.7 µF/50 V และแพ็คเกจ 1210 สำหรับตัวกรอง ค่าความจุที่สูงกว่าที่ 4.7 µF ถูกเลือกอย่างมีจุดประสงค์ ในแง่หนึ่งเพื่อเป็นค่าเผื่อเผื่อค่าความเหนี่ยวนำรั่วไหล และเพื่อชดเชยการสูญเสียความจุเนื่องจาก ผลกระทบไบอัส DCในอีกด้านหนึ่ง

ด้วยความช่วยเหลือของ REDEXPERT ความจุที่เหลือ 3.68 µF จะถูกกำหนดที่แรงดันไฟฟ้าขาเข้า 24 V (ไบอัส DC) ตามรูปที่ 8

ส่งผลให้เกิดการลดทอนโหมดต่างกันที่ความถี่การสลับของ:

การปรับปรุงต่อไปนี้ทำได้โดยใช้ฟิลเตอร์ DM ที่เลือกในสเปกตรัมการรบกวนโหมดต่างกันของแอปพลิเคชัน

สำหรับการวัดแบบรวมต่อช่องสัญญาณ (ดูรูปที่ 10) ค่าขีดจำกัดสำหรับความสอดคล้องกับมาตรฐานยังถูกเข้าถึงโดยตัวกรองอีกด้วย

ตัวกรองเอาต์พุตสำหรับตัวแปลง Flyback

การกำหนดขนาดเพื่อลดการกระเพื่อมของแรงดันไฟฟ้าขาออกสามารถทำได้ตามหลักการเดียวกัน จุดสำคัญอีกประการหนึ่งคือการแผ่คลื่นรบกวนโหมดร่วมความถี่สูงผ่านโหลดหรืออุปกรณ์ต่อพ่วงที่เชื่อมต่อ ตัวอย่างที่ดีของกรณีนี้คือการใช้งาน PoE (Power over Ethernet) ซึ่ง PSE (Power Sourcing Equipment) มักถูกออกแบบให้เป็นตัวแปลงสัญญาณแบบฟลายแบ็กแยก หากไม่มีตัวกรองโหมดร่วมเพิ่มเติมที่ขาออก มักเกิดการแผ่คลื่นรบกวนจากสายเคเบิลอีเธอร์เน็ต (เสาอากาศ) ของสัญญาณรบกวนโหมดร่วมที่เกิดจากตัวแปลงสัญญาณแบบฟลายแบ็ก

แนวทางที่ดีคือการเลือกโช้กโหมดร่วมที่เอาต์พุตซึ่งมีเส้นโค้งอิมพีแดนซ์ที่กว้างที่สุดเท่าที่จะเป็นไปได้ และมีค่าอิมพีแดนซ์สูงสุดอยู่ระหว่าง 30 ถึง 300 เมกะเฮิรตซ์ ขึ้นอยู่กับข้อกำหนด ควรครอบคลุมช่วงความถี่ที่นำไฟฟ้าสูงสุด (5...30 เมกะเฮิรตซ์) หรือเฉพาะช่วงความถี่ที่แผ่ออกมา (>30 เมกะเฮิรตซ์) เท่านั้น สัญญาณรบกวนที่แผ่ออกมาซึ่งเกิดจากการทำงานของสวิตช์ไฟฟ้า (เช่น การกู้คืนย้อนกลับของไดโอดเรียงกระแส) มักจะอยู่ระหว่าง 30 ถึง 300 เมกะเฮิรตซ์

สูตรพื้นฐานของ SEPIC และ Flyback Converter

ตาราง 1 ต่อไปนี้แสดงสูตรพื้นฐานของโทโพโลยีตัวแปลง SEPIC และฟลายแบ็ก

1) สมมติฐานเหล่านี้ใช้ได้กับตัวควบคุมการสลับในอุดมคติในโหมดการนำไฟฟ้าต่อเนื่อง

(CCM) กล่าวคือ ประสิทธิภาพของตัวแปลงจะเท่ากับ 100% (η = 1)

2) เส้นโค้งการเหนี่ยวนำจะมีลักษณะโดยประมาณเป็นรูปสี่เหลี่ยมผืนผ้า (ΔI หากไม่นับ) ถูกต้อง:

3) สมการที่กำหนดสำหรับ ΔVC,out ใช้กับตัวเก็บประจุในอุดมคติ ดังนั้น Cout จึงกำหนดค่าความจุขั้นต่ำเพื่อให้เป็นไปตามข้อกำหนดแรงดันไฟฟ้าริปเปิล แรงดันไฟฟ้าริปเปิลจริงจะสูงขึ้นเนื่องจากค่าเหนี่ยวนำปรสิต ESL (ค่าเหนี่ยวนำอนุกรมสมมูล) และ ESR (ค่าความต้านทานอนุกรมสมมูล) ของตัวเก็บประจุ

4) สมการเหล่านี้ใช้ได้เฉพาะกับโช้กแบบมีคู่ที่มีอัตราทด 1:1 (n=1) เท่านั้น

5) L สอดคล้องกับค่าเหนี่ยวนำหลัก (เหนี่ยวนำปฐมภูมิ) ของหม้อแปลง